６Ｃ１９Ｐプッシュプル直結アンプ
本機は私の真空管アンプ２作目としてスタートしたのですが、許容範囲をはるかに越える発熱の為に、ずっと棚置きになっていて、このホームページがスタートした時から番外編でちょっとだけご紹介させて頂いていたものです。この他にも作りかけのアンプが幾つかあり、置き場所が無くなってきたので「いい加減に何とかしなくては！」と重い腰を上げました。製作を中断してから約２年半も経つと設計思想が随分変わるようで、電源回路も含めて中身は殆ど入れ替わることになってしまいました。共通点は出力管と電源トランスを除く機構部品のみとなりましたので、全く別のアンプと言っても良いくらいですが、いちおう作りかけのアンプを完成させたということにしておきます。
シャーシ等はそのまま利用しましたので、アンプ設計上かなりの制約事項となりましたが、そういった制約の中でアンプを設計するのも、また違った楽しみがあります。今回は６Ｃ１９Ｐを金田式ＤＣアンプの回路を元に通常のプッシュプルアンプとして仕上げて、以前に製作した同じ６Ｃ１９ＰのＳＥＰＰアンプとの音の比較を行いたいと考えました。ＳＥＰＰアンプの方も金田式アンプの回路がベースになっていますので、ドライブ回路は基本的には同じ構成となり、出力段のＤＥＰＰとＳＥＰＰの違いを主に比較するということになるのではないかと思います。
球はＥＣ８６と６Ｃ１９Ｐです
回路図
アンプ部の回路図を下に示します。シャーシには６ＤＪ８と５６８７が差さっていたＭＴ９ピン用の穴があります。穴が開いたままでは不細工ですから、初段の差動増幅回路は是非真空管で組む必要があります。６Ｃ１９Ｐ ＳＥＰＰアンプの回路構成と基本的に同じと書きましたが、そういった事情で初段の素子が半導体（２ＳＫ３８９）と真空管（６ＣＭ４／ＥＣ８６）の違いがあります。はじめは出力段をカソードフォロアの形で出力を取り出そうと実験を始めたのですが、特性的なメリットを感じませんでしたので結局通常のプッシュプル動作で完成させました。出力トランスは５kΩp-pのものですが、１６Ωタップに８Ω負荷を接続して２．５kΩとして使っています。
本機は直結アンプですから各段でＤＣバランスが崩れると、出力トランスの１次側に不平衡電流が流れます。特に初段でバランスが崩れると、ゲインの高い２段目で直流増幅されてしまいますので不平衡電流が非常に大きくなってしまいます。ＳＥＰＰだとＮＦＢで影響を抑えることが可能ですが、トランスを挟むとＤＣ領域では全く帰還がかかりませんからオーバーオールＮＦＢで不平衡電流を制御することは不可能です。本機はバラック実験からスタートし、始めはＤＣバランスサーボを入れずにＤＣバランス調整用の半固定ＶＲを設けていたのですが、調整しても調整してもすぐにバランスが崩れてしまい、不平衡電流を零にできませんでした。恐らく初段の差動回路を真空管で構成した事が拍車をかけているのではないかと思います。本機の構成では、よっぽど不平衡電流に鈍感な出力トランスでも使用しない限り、ＤＣバランスサーボ無しでは、実用アンプとして仕上げるのは難しいのではないかと思います。前作の７９８４ＰＰアンプではＤＣバランスサーボ回路の必要性はあまり感じませんでしたが、本機での貢献度は絶大です。適材適所ということなのでしょう。
本機の調整箇所は２箇所です。まずＤＣバランスサーボ回路に入っている５００Ωの半固定ＶＲで、終段の両カソード間の電圧を可能な限り０Ｖに近くなるよう（±１ｍＶ以内くらい）に調整します。次に初段に入っている５０Ωの半固定ＶＲで終段のアイドリング電流調整を行います。出力段のカソードに入っている電流検出用抵抗（４．７Ω）の両端の直流電圧を見ながら調整します。今回はアイドリング電流を各３０ｍＡに設定しました。アイドリング調整をした後、もう一度ＤＣバランスをチェックします。アイドリング電流は電源投入後しばらくは落ち着いてくれませんので、３０分後にもう一度調整するか、充分にウォーミングアップを済ませてから調整したほうが良いと思います。
本機とＳＥＰＰアンプとの大きな違いは、出力トランスがＮＦＢループの中に入るので、オーバーオールのＮＦＢをあまり深く掛けられないという点です。ＭＪ誌の金田式ＤＣアンプの記事でも触れられていますが、この回路は２段目に高耐圧のＰＮＰトランジスタを使用するため、素子の入力容量の影響が大きく、この段でアンプの高域特性がほぼ決定してしまいます。本機では出来るだけ初段の出力インピーダンスを下げるため、８．５ｍＡという多めのプレート電流と８２０Ω（＋５０Ωのバイアス調整用半固定ＶＲ）の負荷抵抗を使って帯域を少しでも伸ばす努力をしたつもりですが、無帰還状態では４０ｋＨｚに達しない周波数で−３ｄＢというかなり不満な特性になっています。また、高い周波数で振幅が大きくなるにつれて歪率が顕著に増える現象がありますが、これは２段目のトランジスタのＣｏｂの電圧依存性のためではないかと思います。これらの点はＳＥＰＰだと深いＮＦＢに助けられてそれほど目立たないのですが、ＮＦＢが１０ｄＢに満たない本機のＮＦＢでは改善の度合いも少ないので目立ってしまいます。
電源回路は全く別のものに置き換えました。差動プッシュプルの場合は、６Ｃ１９Ｐの適正プレート電圧が低いとはいえ、深〜いバイアス電圧がＢ電圧に足されるので市販のトランスでも対応可能なものがありますが、通常のプッシュプル回路で固定バイアスの場合は、２００Ｖ以下（本機では約１７２Ｖ）のＢ電圧を用意するのは大変です。本機では倍電圧整流用の電源トランスをブリッジ整流することで対応しました。結構いいアイディアだとは思いますが、やはり現在入手できる倍電圧整流用の電源トランスは限られています。
はらわた
アンプ部のアップ
電源部
測定データ
ＮＦＢを掛ける前の測定データです。
| ダンピングファクタ | Ｌｃｈ | １．２０（１Ｖ → １．８３５Ｖ） |
| （８Ω負荷、１ｋＨｚ、１Ｖ） | Ｒｃｈ | １．１８（１Ｖ → １．８４５Ｖ） |
| 利得（at １ｋＨｚ） | Ｌｃｈ | ２２．４７ｄＢ |
| Ｒｃｈ | ２２．７６５ｄＢ | |
| 残留ノイズ | Ｌｃｈ | ０．５７１mＶ（１０〜３００ＫＨｚ） |
| （８Ω負荷、ＶＲ最小） | １０４．６μＶ（ＩＥＣ−Ａ） | |
| Ｒｃｈ | ０．９６５mＶ（１０〜３００ＫＨｚ） | |
| １３２．６μＶ（ＩＥＣ−Ａ) |
ＮＦＢを掛けた後の測定データです。
| 周波数特性 | Ｌｃｈ（ａｔ １０Ｈｚ） | −０．２１ｄＢ |
| （１Ｖ、８Ω負荷、１ｋＨｚ基準） | （ａｔ １００ｋＨｚ） | −６．５４ｄＢ |
| Ｒｃｈ（ａｔ １０Ｈｚ） | −０．２７ｄＢ | |
| （ａｔ １００ｋＨｚ） | −６．３４ｄＢ | |
| 最低雑音歪率 | Ｌｃｈ（１００Ｈｚ） | ０．０２６０％（０．０５Ｗ） |
| （８Ω負荷、１０−８０ｋＨｚ） | （１ｋＨｚ） | ０．０２９１％（０．０５Ｗ） |
| （１０ｋＨｚ） | ０．０３７２％（０．０７Ｗ） | |
| Ｒｃｈ（１００Ｈｚ） | ０．０５４７％（０．０５Ｗ） | |
| （１ｋＨｚ） | ０．０５０７％（０．０７Ｗ） | |
| （１０ｋＨｚ） | ０．０６８６％（０．０５Ｗ） | |
| ダンピングファクタ | Ｌｃｈ |
３．６１（１Ｖ → １．２７７Ｖ） |
| （８Ω負荷、１ｋＨｚ、１Ｖ） | Ｒｃｈ | ３．６４（１Ｖ → １．２７５Ｖ） |
| 仕上り利得 | Ｌｃｈ | １４．０３ｄＢ（ＮＦＢ＝８．４４ｄＢ） |
| Ｒｃｈ | １３．９７ｄＢ（ＮＦＢ＝８．７９ｄＢ） | |
| クロストーク | Ｌch → Ｒch | −７７．９７ｄＢ |
| （at ２０kHz) | Ｒch → Ｌch | −６６．５９ｄＢ |
| 残留ノイズ | Ｌｃｈ | ２０５．９μＶ（１０〜３００ＫＨｚ） |
| （８Ω負荷、ＶＲ最小） | ３１．３２μＶ（ＩＥＣ−Ａ） | |
| Ｒｃｈ | ３３７．２μＶ（１０〜３００ＫＨｚ） | |
| ５４．１１μＶ（ＩＥＣ−Ａ） | ||
| 消費電力 | 無信号時 | ７０．１Ｗ（１００Ｖ、０．７３７Ａ） |
| ５Ｗ＋５Ｗ出力時 | ９５．８Ｗ（１００Ｖ、１．０５５Ａ） |
総括
本機の製作が頓挫した直接の原因であった発熱の問題は、無信号時の消費電力を７０Ｗ（差動ＰＰの時は何と１５５Ｗ！）に抑えることで解決出来たと思います。とはいえ、初段には２本で合計１７ｍＡのプレート電流を流していますので、アンプ前面はかなり発熱します。できれば夏はクーラーのきいた部屋で使用する方が良さそうです。
バラック実験を経て回路定数を決定しましたので、全般的に測定データはそれなりの結果を出すことが出来たと思いますが、やはり高域の周波数特性は少し不満です。次回作にも同じ基本回路を採用するつもりですが、その時には電源電圧を下げて、２段目のトランジスタの選択幅を広げることで本機よりはマシなデータが出せるようにしたいと思っています。
完成してから日が浅いため、音質に関してはまだまだ評価が出来ておりません。このところサボっていた為にホームページの更新が出来ていないので、少しでも早く更新することを優先しました。もう少しこのアンプと付き合ってから加筆したいと思います。